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零漂移精密運算放大器是專為由于差分電壓小而要求高輸出精度的應用設計的專用運算放大器。它們不僅具有低輸入失調電壓，還具有高共模抑制比(CMRR)、高電源抑制比(PSRR)、高開環增益和在寬溫度及時間范圍的低漂移（見表1）。這些特征使其非常適用于諸如低邊電流檢測和傳感器接口、特別是具有非常小的差分信號的應用。
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關鍵參數 |
符號 |
單位 |
重要性 |
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輸入失調電壓 |
VOS or VIO |
µV |
較低的偏移量使較低的微分電壓得以精確測量。 |
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輸入失調電壓漂移 |
dVOS/dT or ΔVOS/ ΔT |
µV/°C |
較低漂移可防止失調電壓隨溫度變化。 |
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共模抑制比 |
CMRR |
dB |
高CMRR表明，失調電壓不易受共模電壓變化的影響。 |
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開環電壓增益 |
AVOL |
dB |
高開環增益導致更好的閉環增益精度。 |
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電源抑制比 |
PSRR |
dB |
高PSRR意味著失調電壓不易受電源變化的影響。 |
表1. 影響運算放大器準確度和精密度的關鍵參數。
雖然零漂移運算放大器制造商有時聲稱這些器件沒有混疊效應，但實際上它們可能容易出現混疊，因為這些器件使用采樣來最小化輸入失調電壓。因此，設計人員應測試其運算放大器電路的混疊效應。
經證實使用頻譜或網絡分析器的傳統方法檢測混疊是不夠的，因此建議設計人員使用一種測量技術，將輸入掃過一個頻率范圍，并在示波器上觀察運算放大器的輸出。本文將這種測試方法應用于不同的運算放大器，以觀察不同的零漂移運算放大器在混疊方面的差異。測試的器件包括安森美半導體和競爭對手的自動調零和斬波穩定類型。
本文首先闡述了輸入失調電壓對運算放大器性能的影響，以及零漂移、斬波穩定運算放大器與通用運算放大器在性能上的差異。接下來描述斬波穩定運算放大器的運行，以及當輸入信號接近或超過運放偏移校正頻率時，這些放大器中發生的采樣如何導致混疊。斬波穩定結構并不是實施零漂移運算放大器的唯一方法，并且將斬波穩定結構與另一種稱為自動調零的零漂移結構進行了比較。
在給出了各種運算放大器的混疊測量后，本文解釋了奈奎斯特采樣(Nyquist sampling)理論如何確定無混疊的允許輸入頻率范圍，以及如何應用簡單的低通濾波器來防止混疊。本文后面的章節闡釋了零漂移運算放大器中運放輸入失調電壓與其他參數如瞬態響應、啟動時間、軌對軌運行、低頻噪聲和輸入電流之間的關系。最后，闡釋了SPICE模型不能解釋像混疊這樣的零漂移效應。
為何輸入失調電壓很重要？
失調電壓是限制能可靠捕獲的最小信號的參數之一。這定義了低動態范圍級別。
失調電壓是限制能可靠捕獲的最小信號的參數之一。這定義了低動態范圍級別。
輸入失調電壓是所有運算放大器的關鍵參數。在數據表中，它通常被稱為VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之間固有的差分電壓，衡量輸入對匹配程度。對于理想運算放大器，在閉環系統中VIN+ = VIN-。在現實世界中，由于輸入失調電壓的影響，VIN-不會等于VIN+。
盡管有一些硅級設計技術可以用來改進輸入對匹配，但是制造工藝是產生輸入失調電壓的主要因素。半導體材料中的缺陷導致輸入引腳之間的內部電壓差。制造工藝引起的不同類型的缺陷會產生不同的溫度系數。
器件間的這差異會導致特定器件的漂移(不同溫度下的輸入失調電壓漂移)高于或低于數據表上的典型值。此外，漂移系數隨溫度的變化可能是正的，也可能是負的。這使得很難簡單地校準應用中的輸入失調電壓。在某些情況下，減小傳統線性運算放大器中的偏移或漂移會導致功耗的損失。
輸入失調電壓乘以增益并加到輸出電壓中，實質上向輸出增加誤差因子，如圖1所示。這個參數在測量小差分電壓時變得至關重要。隨著差分電壓的減小，由輸入失調電壓引起的誤差增大。
Closed Loop Gain：閉環增益
Noise Gain：噪聲增益
Error due to Vcc：由Vcc引起的誤差
圖1. 差分放大器配置中帶有運算放大器的電流檢測。
低失調電壓至關重要，因為輸入失調電壓被噪聲增益放大，在輸出端產生偏移誤差。
在圖1所示的差分放大電路中，輸出電壓是信號增益項和噪聲增益項之和：
作為內部運放參數，輸入失調電壓與噪聲增益而不是信號增益相乘。這將導致輸出偏移誤差。
盡量減小這種偏移量的一種精密放大器，利用多種技術來降低輸入失調電壓。對于零漂移放大器，這特別適用于低頻和直流信號。表2比較了常用的通用運算放大器與斬波穩定的零漂移放大器的最大輸入偏移量。
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器件 |
說明 |
最大VOS @ 25°C |
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LM321[1] |
傳統通用運算放大器 |
7000 µV |
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NCS20071[2] |
通用運算放大器 |
3500 µV |
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NCS21911[3] |
斬波穩定零漂移運算放大器 |
25 µV |
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NCS333A[4] |
斬波穩定零漂移運算放大器 |
10 µV |
表2. 比較常用的通用運算放大器與斬波穩定零漂移運算放大器的最大失調電壓。
零漂移運算放大器的構成?
精密運放能夠實現“零漂移”失調電壓，隨著溫度和時間的變化，通過多種技術保持低輸入失調電壓。放大器可實現這的方法之一是使用一種定期測量輸入失調電壓并校正輸出端偏移量的設計技術。這種結構稱為斬波穩定結構。
與所有工程解決方案一樣，零漂移運算放大器也有其局限性。一個不太明顯的原因是斬波穩定放大器的內部電路包含鐘控系統。安森美半導體的NCS333[4]和NCS21911[3] 中所用的斬波穩定結構的簡化框如圖2所示。
雖然有些人可能會認為，這種類型的斬波是一個實時系統，但實踐表明，它容易受到經典采樣系統的混疊或外差問題的影響。斬波穩定運算放大器的主要偽像發生在信號接近斬波器的時鐘頻率時。本文使用了混疊這個詞，但所含的問題稱為外差可能更為恰當。
Chopper-Stabilized Amplifier: 斬波穩定放大器High frequency path: 高頻路徑
Main amp: 主放大器Low frequency path: 低頻路徑Chopper：斬波
Nulling amp：穩零放大器RC notch filter: RC陷波濾波器
圖2. 斬波穩定運算放大器的簡化框圖
在圖2中，下信號路徑是斬波器采樣輸入失調電壓的地方，然后用于校正輸出偏移量。此偏移校正頻率在放大器的總帶寬內。由于這種結構使用采樣法，所以當輸入信號頻率保持在相關奈奎斯特(Nyquist)頻率以下時，就會表現出最佳性能。
這意味著輸入信號頻率不僅需要在閉環帶寬范圍內，而且還要在偏移校正頻率的一半范圍內才能達到最佳性能。這使得斬波器保持高于Nyquist速率的采樣頻率，消除了混疊的可能性。當信號頻率超過Nyquist頻率時，可能在輸出端發生混疊。由于使用采樣系統，故這是所有斬波器和斬波穩定結構的固有限制。
斬波器穩定的結構得益于具有前饋路徑，如圖2框圖的上信號路徑所示，這是一種將增益帶寬擴展到采樣頻率之外的高速信號路徑。這不僅有助于保留輸入信號的高頻分量，而且還能提高低頻的環路增益。假設運算放大器的開環增益下降了-20 dB/十年。當單位增益帶寬增加時，圖也向更高增益方向移動。
在圖3中給出了一個例子，當運算放大器被放入閉環系統時，系統的開環增益增加，提高了系統的閉環精度。這對于低邊電流檢測和傳感器接口應用特別有用，在這些應用中，信號是低頻的，差分電壓相對較小。
圖3. 開環增益隨兩個斬波穩定放大器的頻率變化而變化。更高帶寬的NCS21911顯示增加單位增益帶寬也如何增加總開環增益。增加的開環增益提高閉環系統的精度，即使是直流系統。
然而，并不是所有的零漂移放大器都一樣。架構的不同實施可能有不同的結果。即使由于采樣的限制，安森美半導體的NCS333和NCS21911系列運算放大器與其他制造商的競爭器件相比有最小的混疊，不太容易受到混疊效應的影響。這是因為安森美半導體的專利方案使用兩個級聯的、對稱的、RC陷波濾波器調諧到斬波頻率和它的5次諧波，以減少混疊效應。
另一種零漂移架構被稱為“自歸零”。圖4所示的自歸零架構的框圖類似于斬波穩定架構，但實現方式不同。自歸零架構有主放大器和穩零放大器。此方法還使用時鐘系統。
在第一階段，開關電容保持前一相位在穩零放大器輸出的偏移誤差。在第二階段中，利用穩零放大器輸出的偏移量來校正主放大器的偏移量。自歸零和斬波穩定放大器的結構差異導致噪聲性能和混疊靈敏度的差異，這將在后面的章節中討論。
Auto-Zero Amplifier: 自歸零放大器High frequency path：高頻路徑Main amp: 主放大器
Switch: 開關Nulling amp：穩零放大器Low frequency path：低頻路徑
圖4. 自歸零運放的簡化框圖
確定零漂移放大器時鐘頻率
許多零漂移放大器數據表不提供關于內部時鐘頻率的信息。有時，可能在應用部分的段落中提及。有時，可通過噪聲或帶寬圖中的擾動來識別所指的時鐘頻率。因此，取決于用戶測試電路是否易受混疊的影響。
這里分享的方法非常簡單：它包括在一定范圍的頻率掃描放大器輸入到增益帶寬乘積，同時觀察示波器上的運算放大器輸出。據作者所知，所有已知的零漂移放大器的內部時鐘頻率在放大器的增益帶寬內，通常在增益帶寬的大約三分之一處。這些放大器將在小于該頻率一半的信號帶寬上表現最佳。
發現和測試混疊
一些零漂移放大器的數據表聲稱它們沒有混疊。可以假設這些制造商盡力測量任何可能的混疊，但沒有發現。安森美半導體在零漂移放大器的開發中，對競爭放大器的初始測量也證明沒有混疊。當時，在競爭對手器件的輸出中沒有發現偽時鐘。然而，進一步的測試表明，使用簡單的基于示波器的測量技術仍可發現這些器件有混疊。
一些零漂移放大器的數據表聲稱它們沒有混疊。可以假設這些制造商盡力測量任何可能的混疊，但沒有發現。安森美半導體在零漂移放大器的開發中，對競爭放大器的初始測量也證明沒有混疊。當時，在競爭對手器件的輸出中沒有發現偽時鐘。然而，進一步的測試表明，使用簡單的基于示波器的測量技術仍可發現這些器件有混疊。
客戶報告使用一些制造商的零漂移運放的系統出現問題，同時發現混疊。在這些情況下，共同主題是感興趣的信號、低頻或直流信號在哪里具有疊加的高振幅、高頻干擾或紋波信號。端部系統的結果各不相同，包括閉環系統在不正確條件下穩定和系統無法報告正確信號。
過去發現混疊現象的工作涉及到使用精密的光譜和網絡分析系統，這些系統提供了不確定的結果。為了采取更基本的方法，把示波器連接到放大器輸出以便于直接視覺觀察。對于輸入激勵，使用發生器在預期時鐘頻率處(和視乎需要的其它地方)掃描輸入頻率，以查看是否可以在輸出端產生“拍頻”。這種方法很好用，考慮到最初的工作是采用 +1的增益配置，如圖5所示，可以說是最線性的運算放大器配置之一。
SIGNAL GENERATOR: 信號發生器OSCILLOSCOPE: 示波器
圖5. 檢測混疊的測試電路是個簡單的單位增益緩沖器。該技術的實質是在示波器查看器件輸出。頻譜和網絡分析儀似乎并不總是檢測與零漂移放大器內部工作相關的信號。
為這測試選擇的第一個運算放大器是安森美半導體的NCS325自歸零技術放大器，而不是像測試的其他器件的斬波穩定放大器。從理論上講，自歸零結構將比斬波穩定型呈現更顯著的混疊效應，這使得驗證測試成為一種方便的首選。圖6描繪了NCS325的混疊。測量熟悉的放大器第一次使驗證這些測試很容易，因為時鐘頻率是已知的。
圖6. 對第一個放大器的混疊輸出進行了測試，安森美半導體的NCS325用于一個簡單的
+1V/V緩沖器中。上面的藍線是輸入信號，下面的橙線是在放大器輸出處看到的混疊。
在這一點上，重要的是要記住，混疊不是采樣放大器的缺陷，而是一種行為。對這種行為的了解，以及如何避免這種行為，可以使零漂移放大器工作在最佳狀態。
在檢查NCS325之后，接下來對安森美半導體的斬波穩定放大器NCS333進行測試。這里產生了一個有趣的結果，可能發現在兩倍時鐘頻率處出現唯一明顯的混疊。這表明執行該測試以發現混疊可能需要在放大器的整個帶寬內進行掃描以檢測這些信號。圖7描述了NCS333的混疊信號。
圖7. NCS333斬波穩定型零漂移運算放大器的混疊。這種混疊現象預計會發生在時鐘頻率附近，但我們卻沒有發現混疊。但在時鐘頻率的二次諧波中確實出現了混疊現象。
我們對競爭對手的零漂移斬波穩定放大器也進行了混疊測試。該流行的放大器數據表表明它沒有混疊。然而，圖8描繪了在內部時鐘的基本頻率上的混疊。對于這種放大器，以前采用頻譜和網絡分析器進行的廣泛測試無法發現時鐘或其頻率的跡象。
圖8. 競爭對手的斬波穩定型零漂移運算放大器的混疊。
該5V，350千赫帶寬運算放大器的數據表聲稱沒有混疊。
同樣，帶寬2 MHz的NCS21911精密運算放大器在輸入信號為500 kHz，增益約為G=-1V/V時顯示有混疊，如圖9所示。
圖9. 36V、2 MHz的精密放大器NCS21911的混疊?；殳B仍然控制在500千赫處。居中的藍線是輸入信號，較大的紫紅線是放大器輸出，顯示有混疊。
但在相同條件下與其他制造商的對應產品相比，NCS21911的混疊得到了較好的控制，如圖10所示。
圖10. 競爭對手的36 V，2 MHz精密放大器的混疊在相同的
500 kHz信號頻率下的輸出表現出更不穩定的行為。居中的藍線是輸入信號，較大的紫紅線是放大器輸出，顯示有混疊。
另一示例顯示在NCS21911和競爭對手的2MHz斬波穩定精密運算放大器的比較中。NCS21911顯示單位增益緩沖電路中1MHz至2MHz范圍內的最小混疊，如圖11所示。相比之下，競爭對手的器件在1 MHz處表現正常，在1.5 MHz處表現出有混疊，以及在2 MHz（連同帶寬）時的混疊減少，如圖12所示。
圖11. NCS21911在單位增益電路中在1 MHz(頂部)、1.5 MHz(中間)和2 MHz(底部)處具有小信號，混疊最小。
圖12 . 競爭對手的2 MHz斬波穩定型精密運算放大器在1兆赫(頂部)，1.5兆赫(中間)，和2兆赫(底部) 有小信號?；殳B(標記為藍色)在1.5兆赫很明顯，并隨著輸入信號增加到2兆赫而減小。還請注意競爭對手器件的較低帶寬，如底部波形所示。
并非每個斬波穩定放大器都是相同的。因此在整個工作頻率范圍內測試每個器件至關重要。
易混疊的系統
當感興趣的信號伴隨著雜散信號的高頻耦合或大的高頻紋波時，系統容易出現混疊。結果可能僅包括傳遞不正確或有噪音的值，或控制回路落在不正確的工作點上。
當感興趣的信號伴隨著雜散信號的高頻耦合或大的高頻紋波時，系統容易出現混疊。結果可能僅包括傳遞不正確或有噪音的值，或控制回路落在不正確的工作點上。
根據Nyquist采樣定理，零漂移時鐘應至少是感興趣信號的最大頻率分量的兩倍。換句話說，輸入信號的最大頻率應該小于或等于放大器內部時鐘的一半。
如何遵守Nyquist采樣理論？確定信號頻率的上限（fin < fCLOCK/2）很容易，但雜散信號、噪聲或紋波的拾取可能包含高于Nyquist頻率的頻率。然后，這些頻率可能混入適當的頻率范圍，從而導致錯誤或不正確的讀數。
為了確保輸入信號的頻率成分被限制到可用的頻率范圍，可以在放大器之前添加低通濾波器。此濾波器用作抗混疊濾波器。通過衰減較高頻率（超出Nyquist頻率），減少或消除混疊效應。
在放大器輸入之前，抗混疊濾波必須是純模擬濾波。通常一個簡單的RC濾波器就足夠了，如圖13所示。無需復雜的濾波器架構。不要將放大器配置為有源濾波器電路中濾波器的一部分。
圖13. 抗混疊濾波器可以像兩段RC濾波器一樣簡單。
濾波器必須置于放大器輸入的前面。
級聯零漂移放大器也可能帶來風險，因為多個時鐘頻率可能相互作用并導致混疊。
瞬態響應考量
由于斬波器通道結構采用基于時間的采樣方式，使得零漂移放大器實現較低的偏移量具有一定的時間特性，這就意味著偏移校正不會立即發生。在放大器輸入的大的動態步，或者更糟的是，輸入過載可以創造條件，使環路將需要時間來重建低偏移量。這本質上影響了穩定的時間和行為。
由于斬波器通道結構采用基于時間的采樣方式，使得零漂移放大器實現較低的偏移量具有一定的時間特性，這就意味著偏移校正不會立即發生。在放大器輸入的大的動態步，或者更糟的是，輸入過載可以創造條件，使環路將需要時間來重建低偏移量。這本質上影響了穩定的時間和行為。
使用較高的時鐘頻率已實現了相對快速的恢復和穩定時間；然而，這些參數通常為幾十微秒或對零漂移放大器更高。通常情況下，這是由于設計權衡。在晶體管級放大器設計中，選擇更快的穩定時間會導致更高的失調電壓。通常，較低的輸入失調電壓規格具有較高的優先級。
導通時間和強固的設計
由于零漂移放大器含相當多的邏輯電路，因此它們也包括一些在啟動和電源故障(如停電)期間確保特定行為的方法也就不足為奇了。當第一次啟動一個偏置校正放大器，在很短的時間內輸出將反映未經校正的偏移量。一旦電源電壓達到電源復位(POR)電路設定的跳閘點，偏置校正機制需要幾個時鐘周期，直到放大器的輸出達到指定的失調電壓限值為止。
由于零漂移放大器含相當多的邏輯電路，因此它們也包括一些在啟動和電源故障(如停電)期間確保特定行為的方法也就不足為奇了。當第一次啟動一個偏置校正放大器，在很短的時間內輸出將反映未經校正的偏移量。一旦電源電壓達到電源復位(POR)電路設定的跳閘點，偏置校正機制需要幾個時鐘周期，直到放大器的輸出達到指定的失調電壓限值為止。
通常，從整個系統的角度來看，放大器啟動時間并不是個關鍵項，因為它通常在整個系統的啟動時間內。這可能是許多運放制造商沒有在他們的零漂移放大器數據表中顯示這個參數的原因。應該注意的是，啟動時間也取決于放大器的配置增益-更大的增益可增加整體啟動時間。
在非常關鍵的系統中，應考慮這樣一個事實，即線性放大器簡單地消除了這些錯亂，提供更強固的啟動性能。一些精密運算放大器使用TRIM而不是斬波穩定型或自歸零結構來實現低失調電壓。這采用放大器省去了任何時鐘系統。這在許多設計如大型工業斷路器中是個關鍵的考量。折中之處在于，這些微調線性放大器不一定達到零漂移放大器相同的超低輸入失調電壓性能。
改善軌對軌性能的零漂移效應
軌對軌輸入運算放大器使用兩個輸入對實現加寬共模輸入電壓范圍。PMOS對可用作較低輸入電壓區域的輸入級，而NMOS對可用于較高輸入電壓區域。每個輸入對具有其自己相應的輸入失調電壓。當共模電壓從一個區域移動到另一個區域時，通常存在交叉區域，其中失調電壓從一個區域跳躍到下一個區域。
軌對軌輸入運算放大器使用兩個輸入對實現加寬共模輸入電壓范圍。PMOS對可用作較低輸入電壓區域的輸入級，而NMOS對可用于較高輸入電壓區域。每個輸入對具有其自己相應的輸入失調電壓。當共模電壓從一個區域移動到另一個區域時，通常存在交叉區域，其中失調電壓從一個區域跳躍到下一個區域。
與非零漂移放大器相比，零漂移運算放大器中的軌對軌輸入性能帶來了明顯的好處，顯著地降低了PMOS和NMOS輸入對之間的輸入級交叉區域的影響。接近共模輸入電壓極限的失調電壓和失調電壓漂移性能是極佳的，因此零漂移放大器也常用于高邊電流檢測等應用。
零漂移對低頻噪聲的影響
零漂移斬波穩定型放大器特別適合在較低頻率下進行精確、高增益放大。通常，它們不表現出線性運放的較高帶寬，它們的時鐘頻率的位置為信號保真度確立了一個實用的頻率限制，如在關于混疊的章節中所述。這使得在低頻的性能特別重要，而且斬波穩定型架構通過消除經典的線性運放1/f輸入電壓噪聲，進一步有助于低頻可用性(見圖14)。
零漂移斬波穩定型放大器特別適合在較低頻率下進行精確、高增益放大。通常，它們不表現出線性運放的較高帶寬，它們的時鐘頻率的位置為信號保真度確立了一個實用的頻率限制，如在關于混疊的章節中所述。這使得在低頻的性能特別重要，而且斬波穩定型架構通過消除經典的線性運放1/f輸入電壓噪聲，進一步有助于低頻可用性(見圖14)。
許多高增益傳感器應用處于低頻，使得零漂移放大器成為這一功能的自然選擇。盡管這里使用了術語“低頻”，但是這些放大器通常提供高達100 kHz的優異性能。
與電壓噪聲一樣，斬波穩定也消除了1/f電流噪聲。但由于輸入開關的電荷注入，斬波穩定型放大器顯示出斬波中更大的輸入電流噪聲。這增加的電流降低了輸入阻抗可導致噪聲等于或超過電壓噪聲水平的水平。以NCS333為例，62-NV/√Hz輸入電壓噪聲在1 kHz下，當輸入阻抗大于177 kΩ時，350-fA/√Hz輸入電流噪聲將導致噪聲超過輸入電壓噪聲。
相比之下，零漂移自歸零放大器把噪聲降到基帶。與斬波穩定型結構相比，這給自歸零結構帶來了在輸入信號處于直流或低頻時的一個缺點。
零漂移對輸入電流的影響
由于斬波穩定技術，所有的零漂移放大器都存在輸入電流尖峰。這些電流尖峰是由電荷注入和時鐘饋通引起的。輸入電流在IIB規范中被平均，但輸入偏置電流不是真正恒定的。實際上，輸入電流尖峰隨著時鐘頻率周期性地出現。
由于斬波穩定技術，所有的零漂移放大器都存在輸入電流尖峰。這些電流尖峰是由電荷注入和時鐘饋通引起的。輸入電流在IIB規范中被平均，但輸入偏置電流不是真正恒定的。實際上，輸入電流尖峰隨著時鐘頻率周期性地出現。
當輸入電流流過輸入電阻時，這會導致輸入電壓尖峰，使增益倍增。為了最小化電壓尖峰，不推薦使用非常大的輸入電阻值。輸入電流尖峰也可以用一個簡單的低通RC濾波器濾除，如圖13所示。濾波器頻率應設置在斬波采樣率以下。
此外，輸入電流尖峰使零漂移放大器不適用于測量輸入電流的跨阻抗放大器。
SPICE模型中零漂移效應的缺失
SPICE仿真不提供對零漂移放大器行為（如混疊）的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是連續時間模型。它們被設計成盡可能接近運算放大器的線性性能。斬波器未建模。它們是連續的時間，因為鐘控和采樣的系統仿真得更慢。
SPICE仿真不提供對零漂移放大器行為（如混疊）的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是連續時間模型。它們被設計成盡可能接近運算放大器的線性性能。斬波器未建模。它們是連續的時間，因為鐘控和采樣的系統仿真得更慢。
總結
零漂移放大器提供出色的DC和低頻性能。增益帶寬積是用于確定零漂移放大器電路實際帶寬的不甚理想的規格，特別是因為它們的內部時鐘在這帶寬內。實現最佳性能需要了解不總是可用的內部時鐘頻率，但有時其他線索和測試將顯示出來。
本文作者感謝Jerry Steele發現NCS325的混疊，并為撰寫本文提供指導。
參考文獻
1.LM321 Single Channel Operational Amplifier datasheet.
2.NCS20071 Operational Amplifier, Rail-to-Rail Output, 3 MHz BW datasheet.
3.NCS21911 Precision Operational Amplifier, 25 µV Offset, Zero-Drift, 36 V Supply, 2 MHz datasheet.
4.NCS333A 10 µV Offset, 0.07 µV/°C, Zero-Drift Operational Amplifier datasheet.
關于作者
Farhana Sarder是安森美半導體的應用工程師。她擁有模擬電路設計背景，專注于放大器產品，包括精密運算放大器、電流檢測放大器和比較器。她擁有電氣工程碩士學位。
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